引言
%A
%A AC/DC开关电源通常需要有多组输出隔离并由一原边电源控制器控制输出电压和电流。一般来讲，这种多组输出电源的输出电流都比较小，稳定的输出电压可以通过线性稳压管达到。由于新一代电子产品需要的是能提供大输出电流和低输出电压的低价高效率开关电源，这就促使了分散式电源模式的采用。为了赶上电子产品飞快的更新节奏，产品设计工程师更倾向于选择在市场上很容易采购到的AC/DC适配器，并把多组直流电源直接安装在系统的线路板上。由于系统主芯片的电压越来越低而电流越来越大，而传统的线性稳压管只能应用于高电压和低电流，于是如何提供一系列价格低廉，线路简单，性能齐全的直流开关电源控制芯片，便成了许多电源芯片厂家的主要任务之一。Semtech International已推出一款低价简易同步式降压控制芯片（SC2618）。本文介绍一个只需较少外围元器件就可实现低电压、高效率的降压电源。
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%A 1 工作原理
%A
%A 图1是一个经常在机顶盒、液晶电视和其它电子产品上用到的板上直流电源线路图。此类电源的输入电压由AC/DC适配器提供，大多数为12V或5V，少数为24V，输出1.8V、3.5A。图1所示SC2618是一6管脚SOT－23小封装芯片，它能接收4.5～14V工作电压并有一个1.25V内部电压基准，0.5A的场效应管驱动能使电源的输出电流达到10A。SC2618不需要反馈补偿电路。
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%A 图1 SC2618简易同步降压电源（5V/12V输入，1.8V/3.5A输出）
%A
%A 1.1 开关频率计算
%A
%A 由图1可看到，一组分压电阻（R6，R8）将输出电压信息反馈给SC2618内部比较器的负端(SC2618FB)。此比较器的正端与1.25V电压基准相连接（见图2）。如果输出电压低于用户所设定的数值，高端的场效应管将被导通并一直导通到输出电压回升到设定的数值以上。同样的道理，如果输出电压高于用户所设定的数值，高端的场效应管将被关断而低端的场效应管将被导通并一直导通到输出电压下降到设定的数值以下。
%A
%A 图2 SC2618内部比较器电路
%A
%A 这种芯片模式将会使一个降压式电源工作在以下任何一种模式：
%A
%A 1）上端场效应管导通1μs；
%A
%A 2）下端场效应管导通1μs；
%A
%A 3）上/下端场效应管各导通1μs。
%A
%A 由于SC2618内置上/下端场效应管最低导通时间是1μs，电源的开关频率可由图3推断出。
%A
%A
%A
%A 下面用一个降压式电源例子来解释图3的应用。假入电源输入电压是12V，输出电压是1.8V，此电源的占空比为0.15（1.8/12）。从图3可看到占空比为0.15时开关频率是150kHz。如果电源的输入电压是12V，输出电压是5V，那么该电源的占空比大约为0.42，开关频率是420kHz。
%A
%A 如果上端场效应管导通时间（ton）小于下端场效应管导通时间（toff），占空比（D）小于0.5，那么开关频率由式（1）表示。
%A
%A fs=D/1μs（Hz）    （1）
%A
%A 如果上端场效应管导通时间（ton）大于下端场效应管导通时间（toff），占空比（D）大于0.5，那么开关频率由式（2）表示。
%A
%A fs=(1－D)/1μs（Hz）    （2）
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%A 1.2 启动过程
%A
%A SC2618的启动过程是这样的：一旦输入电压接到SC2618的脚Vcc，上端场效应管驱动（DH）和下端场效应管驱动（DL）还不产生信号，一直到Vcc超越SC2618的输入欠压保护点（一般为4.5V）才会产生高信号。芯片内部软启动电流源开始向内部软启动电容充电，这时DH是低信号而和DL是高信号。当芯片内部软启动电容电压达到一定值以后，上端场效应管和下端场效应管开始交错工作。电源输出电压会开始慢慢地升高。SC2618内部软启动时间一般为100μs。如果脚Vcc上的电压在正常工作时突然跌到芯片输入欠压保护点以下，芯片内部软启动电容开始放电。当芯片内部软启动电容电压跌到一定值以后，上下端场效应管导通时间会慢慢地减小一直到完全关断。
%A
%A 1.3 输出短路保护
%A
%A 输出短路保护是通过比较SC2618反馈端电压（VFB）和它的1.25V内部电压基准电压。在正常工作时如果反馈端电压小于基准电压200mV，SC2618立刻关断上端场效应管，同时内部软启动电容开始放电。如果输出短路是发生在软启动过程中，必须等软启动结束才能彻底关断场效应管并开始软启动电容放电。一旦软启动电容放电结束，新的一轮软启动又开始。整个保护过程是，SC2618反馈端电压小于基准电压200mV场效应管关断→软启动电容放电→软启动电容充电→场效应管导通。
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%A 2 电源元器件计算
%A
%A 由于SC2618不需要反馈补偿电路，整个电源所需要设计的参数只包括，输出电感、输出电容、反馈分压电阻、输入电容、场效应管。
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%A 2.1 输出电感
%A
%A 输出电感的选择/设计基于输出DC和瞬态的要求。大的电感可减小输出纹波电流和电压，但是在负载瞬变过程中响应变慢。小的电感可得到低的直流铜损，但是交流磁芯损耗和交流绕线电阻损耗会变大。折衷的方法是选择电感纹波电流峰-峰值为输出额定电流的20％～30％。
%A
%A 假定电感纹波电流（峰-峰值）是负载直流电流的20％，那么输出电感由式（3）计算。
%A
%A
%A
%A 以图1为例，Vin=12V，VO=1.8V，IO=3.5A，fOSC=150kHz，则L=14.5μH。可选用市场上很容易采购到的15μH/5A表面贴装电感。
%A
%A 2.2 输出电容
%A
%A 输出电容按照输出电压纹波和负载动态变化要求来选择。输出电感产生的纹波电流在输出电容等效串联电阻（ESR）上产生输出电压纹波（VRIPPLE）。为了满足输出电压纹波要求，输出电容的ESR必须满足式（4）。
%A
%A
%A
%A 以图1为例，Vin=12V，VO=1.8V，L=15μH，
%A
%A fOSC=150kHz，VRIPPLE=60mV，计算出的ESR是90mΩ。
%A
%A 输出电容的ESR会在输出负载电流变化时产生一个电压变化值（VT），为了满足输出电压变化值要求，输出电容的ESR必须同时满足式（5）。
%A
%A
%A
%A 以图1为例，如果输出电压动态变化值是输出电压值的10％（VT=10％×1.8=180mV），如果负载电流变化值是1A，所需要的输出电容ESR是180mΩ。为了同时满足输出电压纹波和动态变化，应该选择最小ESR的电容。所以，在本例中选用90mΩ/1000μF电解电容。
%A
%A 2.3 反馈分压电阻
%A
%A 上端的反馈分压电阻可在5～15kΩ之间选择。下端的电阻值可由式（6）算出。
%A
%A
%A
%A 在式（6）中，1.25V为SC2618内部电压基准。以图1为例，如果Rtop=10kΩ，为得到1.8V输出电压，Rbot=22.7kΩ。最终经实验调整Rbot为22.1kΩ。一般来讲Rtop和Rbot应选用1％精密电阻。
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%A 2.4 输入电容
%A
%A 输出满载时输入电容的ESR在电源输入端所产生的纹波电压是
%A
%A
%A
%A 式中：δ为电感上纹波电流与负载电流的比例。
%A
%A 图1中δ=20％。假如该电源输入端能接收500mV的纹波电压，计算出来的输入电容的ESR是130mΩ。为了简单可以选择同样的1000μF，90mΩ电解电容。
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%A 2.5 功率场效应管
%A
%A 对有着高输入电压低输出电压的同步降压变换器而言，上端场效应管导通的时间很短。下端场效应管导通的时间很长，但是，下端场效应管转换电压几乎为零。在这样的应用中，栅极电容较小（内阻较大）的场效应管适用于上端开关，栅极电容较大（内阻较小）的场效应管适用于下端开关。在本例中所用的场效应管是通过它的内阻（RDSON），栅极电容/电荷，和封装热阻（θJA）这3个参数来选择的。利用SC26180.5A内置驱动器，一个栅极电荷为25nC的场效应管会产生大约50ns的开关升/降时间（ts=25nC/0.5A）。ts会在上端场效应管开关时产生的开关损耗（Ps）如式（8）表示
%A
%A Ps=IOVINtsfOSC    （8）
%A
%A 在图1中，Ps是0.3W。
%A
%A 由于在上端和下端场效应管之间无重叠传导，下端场效应管漏极和源极的寄生二极管或外部肖特基二极管总是在下端场效应管导通之前导通。下端场效应管导通电压仅为一个在漏极和源极之间二极管的电压。下端场效应管开关损耗为零。上端和下端场效应管在导通时的损耗可由式（9）及式（10）来计算。
%A
%A
%A
%A 以图1为例，选用的场效应管是AO4812。AO4812上下端导通内阻都是28mΩ，在3.5A负载时上下端导通损耗是0.35W。整个AOS4812损耗为0.65W（PLoss=0.3W＋0.35W）。场效应管的结温可由式（11）来计算。
%A
%A TJ=TA＋θJAPLoss（11）
%A
%A 从AO4812手册上可查到它最大的结温至室温的热阻是110℃/W（θJA），在3.5A负载下AOS4812损耗为0.65W，这时AO4812SOIC8封装结温在40℃的室温状态下是111.5℃。这数值远小于芯片150℃时的结温限制。
%A
%A 对于大电流输出上的应用（>3.5A），可以采用低内阻抗场效应管来限制它的导通损耗，并利用外加散热器将它的结温控制在110℃之内。
%A
%A 3 实验结果
%A
%A 对于单输入电源，SC2618需要一个由低值电容（0.1μF～1μF，25V）和一个小信号二极管（1N4148）的自举电路，将BST管脚上的电压提升到输入电压以上，作为上端N沟道场效应管驱动电压。脚Vcc一般会用一个1μF/25V旁路瓷片电容。另外还需要在输入和脚Vcc之间加一个低值电阻（2～10Ω）来消除脚Vcc上的噪音。
%A
%A 表1显示了12V/(1.8V/3.5A)电源在不同负载电流下的效率。表2显示了同样电源在5V输入电压下的效率。可以看到此电路在1.8V输出电压应用中效率可保持在85％～90％。同样的电源如果用非同步的芯片效率会低很多。
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%A 表1 12V/(1.8V/3.5A)电源效率
%A
%A Vin/V
%A Iin/A
%A Vo/V
%A Io/A
%A 效率/％
%A
%A 12.0
%A 0.018
%A 1.83
%A 0.0
%A 0.0
%A
%A 12.0
%A 0.097
%A 1.82
%A 0.5
%A 78.4
%A
%A 12.0
%A 0.178
%A 1.82
%A 1.0
%A 85.6
%A
%A 12.0
%A 0.266
%A 1.82
%A 1.5
%A 85.9
%A
%A 12.0
%A 0.353
%A 1.81
%A 2.0
%A 85.7
%A
%A 12.0
%A 0.445
%A 1.82
%A 2.5
%A 85.4
%A
%A 12.0
%A 0.543
%A 1.82
%A 3.0
%A 83.7
%A
%A 12.0
%A 0.644
%A 1.82
%A 3.5
%A 82.4
%A
%A
%A 表2 5V/(1.8V/3.5A)电源效率
%A
%A Vin/V
%A Iin/A
%A Vo/V
%A Io/A
%A 效率/％
%A
%A 5.0
%A 0.012
%A 1.81
%A 0.0
%A 0.0
%A
%A 5.0
%A 0.202
%A 1.81
%A 0.5
%A 89.2
%A
%A 5.0
%A 0.401
%A 1.81
%A 1.0
%A 90.3
%A
%A 5.0
%A 0.611
%A 1.81
%A 1.5
%A 88.3
%A
%A 5.0
%A 0.838
%A 1.81
%A 2.0
%A 86.7
%A
%A 5.0
%A 1.053
%A 1.80
%A 2.5
%A 85.0
%A
%A 5.0
%A 1.319
%A 1.81
%A 3.0
%A 82.6
%A
%A 5.0
%A 1.562
%A 1.79
%A 3.5
%A 80.0
%A
%A
%A 图4显示了12V/(1.8V/3.5A)电源在空载下的波形。最上面的波形是1.8V输出电压纹波，测出来的纹波值是53mV，非常接近前面计算出来的60mV值。中间波形是上端和下端场效应管驱动电压。最下面波形是BST管脚上的电压。测量出来的开关频率是123kHz。
%A
%A
%A
%A 图5显示了12V/(1.8V/3.5A)电源在满载下的波形。最上面的波形是1.8V输出电压纹波。测出来的纹波值也是53mV。中间波形是上端和下端场效应管驱动电压。最下面波形是BST管脚上的电压。测量出来的开关频率是145kHz，非常接近前面计算出来的150kHz值。
%A
%A
%A
%A 图6显示了输出电压在负载从满载到空载过程中的波形。直流电压的变化小于50mV，大约是输出电压的3％。
%A
%A
%A
%A 4 PCB线路板排版要点
%A
%A 为保证设计的电源能在系统中正常工作，PCB排版是非常重要的。电源PCB排版与数字电路排版完全不一样。在数字电路排版中，许多数字芯片可以通过PCB软件来自动排列，芯片之间的连接线可以通过PCB软件来自动连接。正确的开关电源PCB排版需要设计人员对开关电源工作原理有一定的了解。通常设计人员需要知道高频交流电流的走线并能够区分小信号控制电路部分和大功率元器件走线部分。
%A
%A 图7将传统电路图（图1）分成控制电路部分和功率电路部分。一般来讲，电源的功率电路部分包括输入电容（Cin），输出电容(CO），输出电感（L），场效应管(S1/S2）。控制电路部分包括PWM芯片、旁路电容、自举电路及反馈电阻。
%A
%A 图8更进一步显示功率电路部分的电流和电压。可以看到高频率交流电流在由场效应管和输入电容所组成的回路中流动。所以，此回路中元器件之间的PCB走线要短且宽。此回路的面积越小越好。小回路面积将大大地减小EMI噪声并产生一个比较安静的功率地。安静的功率地使场效应管的栅极驱动电压波形非常干净。Cin可用大容量电解电容和小容量瓷片电容并联，并要靠近场效应管。这可以用图9的物理效应来解释。在图9中，如果高频电流的回路面积很大，就会在回路的内部和外部产生很强的EMI。如果同样的高频电流的回路面积设计得非常小，回路内部和外部的电磁场互相抵销，整个电路会变得非常安静。
%A
%A 图8 功率电路的电流和电压
%A
%A
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%A 上端场效应管（S1）的源极，下端场效应管（S2）的漏极和输出电感（L）之间的连接点应该是一整块铜片焊盘。由于这连接点上的电压是高频电压，S1和S2和L要靠得非常近。虽然输出电感和输出电容之间的走线没有高频电流，但宽的走线可以降低直流阻抗的损耗，提高电源的效率。
%A
%A 控制线路应放置在功率电路的边上。控制电路绝对不能放在高频回路的中间。旁路电容要尽量靠近芯片的VCC和地。芯片的场效应管驱动输出不要离开场效应管太远。反馈分压电阻最好也放置在芯片附近。
%A
%A 图10是一个比较好的功率电路PCB走线。如果成本上允许，有一面完全是地层的双面PCB板会有更好的效果。但是，必须注意在地层上尽量避免走线。
%A
%A 图10 比较好的功率电路PCB走线
%A
%A 图11是SC2618评估板上层PCB线路图。电源输入是在PCB板的左侧而输出是在PCB板的右侧。SC2618和它周围的自举电路、反馈电路、旁路电容都放在板子的左下角。
%A
%A
%A 5 宽输入电压应用
%A
%A 虽然SC2618的脚Vcc只能接收4.5～14V之间的输入电压，但是，只要在芯片的外围增加一个非常简单的线性稳压管（一个小信号晶体管和一个齐纳二极管）就可以很容易地将输入电压的范围升到20V以上。同时，可以利用一个外围晶体管来关断芯片。这种电路可用在许多需要24V输入电压工作的电子产品。
%A
%A 图12是一个可以工作在24V输入电压的完整电路图。输入电压可以是5～24V，输出电压是3.3V，输出电流是3.5A。图中6.2V的齐纳二极管将SC2618VCC电压限制在5.5V左右。上端和下端场效应管的驱动电压也在5.5V。
%A
%A 图12 SC2618评估板在24V输入电源上的应用
%A
%A 这样的电路在机顶盒、液晶电视等产品上经常看到。
%A
%A 6 结语
%A
%A 本文对一个低价简易PWM控制芯片在电子产品电源上的应用作了详细的介绍。并对简单的计算公式和PCB板排版也都作了详细的说明。用此芯片制作的电源在效率上比非同步式的电源有较大的提高。
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